一般來講，開關頻率越高，輸出濾波器元件L和CO的尺寸越小。因此，可減小電源的尺寸，低落其本錢。帶寬更高也可以改造負載瞬態(tài)響應?？墒?，開關頻率更高也意味著與交換相關的功率損耗更高，這需要更大的電路板空間或散熱器來限制熱應力。今朝，對付 ≥10A的輸出電流應用，大大都降壓型電源的事情頻率范疇為100kHz至1MHz ~ 2MHz。 對付<10A的負載電流，開關頻率可高達幾MHz。每個設計的最優(yōu)頻率都是通過仔細衡量尺寸、本錢、效率和其他機能參數實現的。

輸出電感選擇

在同步降壓轉換器中，電感峰峰值紋波電流可計較如下：

在給定開關頻率下，低電感提供大紋波電流并發(fā)生大輸出紋波電壓。大紋波電流也會增加MOSFET RMS電流和傳導損耗。另一方面，高電感意味著電感尺寸大，電感DCR和傳導損耗也大概較高。凡是，在選擇電感時，會選擇高出最大直流電流比的10% ~ 60%峰峰值紋波電流。電感供給商凡是指定DCR、RMS（加熱）電流和飽和電流額定值。在供給商的最大額定值內設計電感的最大直流電流和峰值電流很是重要。

功率MOSFET選擇

為降壓轉換器選擇MOSFET時，首先確保其最大VDS額定值高于具有足夠裕量的電源VIN(MAX)?？墒?，不要選擇額定電壓過高的FET。譬喻，對付16VIN(MAX)電源，額定值為25V或30V的FET很是適合。額定值為60V的FET的電壓過高，因為FET的導通電阻凡是隨額定電壓的增加而增加。接下來，FET的導通電阻RDS(ON)和柵極電荷QG（或QGD）是兩個最重要的參數。凡是需要在柵極電荷QG和導通電阻RDS(ON)之間舉辦取舍。一般而言，硅芯片尺寸小的FET具有低QG、高導通電阻RDS(ON)，而硅芯片尺寸大的FET具有低RDS(ON)和大QG。在降壓轉換器中，頂部MOSFET Q1同時接收了傳導損耗和交換開關損耗。Q1凡是需要低QG FET，出格是在具有低輸出電壓和小占空比的應用中。低壓側同步FET Q2的交換損耗較小，因為它凡是在VDS電壓靠近零時導通或關斷。在這種環(huán)境下，對付同步FET Q2，低RDS(ON)比QG更重要。假如單個FET無法處理懲罰總功率，則可并聯(lián)利用多個MOSFET。

輸入和輸出電容選擇

首先，應選擇具有足夠電壓降額的電容。

降壓轉換器的輸入電容具有脈動開關電流和大紋波電流。因此，應選擇具有足夠RMS紋波電流額定值的輸入電容以確保利用壽命。鋁電解電容和低ESR陶瓷電容凡是在輸入端并聯(lián)利用。

輸出電容不只抉擇輸出電壓紋波，并且抉擇負載瞬態(tài)機能。輸出電壓紋波可以通過公式(15)計較。對付高機能應用，要只管淘汰輸出紋波電壓并優(yōu)化負載瞬態(tài)響應，ESR和總電容都很重要。凡是，低ESR鉭電容、低ESR聚合物電容和多層陶瓷電容(MLCC)都是不錯的選擇。

封鎖反饋調理環(huán)路

開關模式電源尚有一個重要的設計階段——通過負反饋節(jié)制方案封鎖調理環(huán)路。這項任務凡是比利用LR或LDO更具有挑戰(zhàn)性。它需要充實相識環(huán)路行為和賠償設計，通過不變環(huán)路來優(yōu)化動態(tài)機能。

降壓轉換器的小信號模子

如前所述，開關轉換器隨開關開啟或封鎖狀態(tài)改變事情模式。它是一個分立式非線性系統(tǒng)。要利用線性節(jié)制要領來闡明反饋環(huán)路，需要舉辦線性小信號建模[1][ 3]。由于輸出L-C濾波器，占空比D至輸出VO的線性小信號轉換函數實際上是一個具有兩個頂點和一個零點的二階系統(tǒng)，如公式(16)所示。在輸出電感和電容的諧振頻率處有兩個頂點。有一個由輸出電容和電容ESR抉擇的零點。

個中， ，

電壓模式節(jié)制與電流模式節(jié)制

輸出電壓可由閉環(huán)系統(tǒng)調理，如圖11所示。譬喻，當輸出電壓增加時，反饋電壓VFB增加，而負反饋誤差放大器的輸出淘汰。因此，占空比減小。輸出電壓被拉回，使VFB = VREF。誤差運算放大器的賠償網絡大概是I型、II型或III型反饋放大器網絡[3] [ 4]。只有一個節(jié)制環(huán)路來調理輸出。這種方案稱為電壓模式節(jié)制。ADI LTC3775和LTC3861是典范的電壓模式降壓節(jié)制器。